Modélisation d’inductances spirales intégrées en CMOS

Les Composants Passifs Intégrés dans les Applications Radiofréquences

Introduction

Ce chapitre a pour objectif d’introduire les paramètres caractéristiques des composants passifs intégrés et d’identifier l’influence que ces mêmes paramètres peut avoir sur les performances globales d’un système de réception radio.
Dans un premier temps, les composants passifs idéaux et réels sont définis. En effet, de façon pratique, les passifs ne peuvent-être réduits aux communes capacités (Farads), résistances (Ohms) et inductances (Henry) idéales. Selon le contexte d’application, c’est-àdire le niveau de tension aux bornes du composant, la température environnante ou encore la fréquence des signaux appliqués, etc., des dérives de la réponse électrique du composant et des limites d’utilisation sont observées. L’objectif général d’amélioration des performances des composants passifs intégrés consiste à la fois à augmenter leurs valeurs tout en diminuant l’espace occupé, et également de réduire les dérives associées à leur contexte d’utilisation.
Dans un contexte radiofréquence, les dérives de la réponse électrique des composants passifs ont une influence qui peut-être non négligeable sur la sensibilité d’un système de réception. Nous illustrons ainsi par simulation l’influence de la réponse électrique des passifs sur les performances de quelques dispositifs génériques d’un récepteur à transposition de fréquence (hétérodyne), et les limites actuelles en termes d’intégration qu’ils induisent.
Enfin, pour terminer ce premier chapitre, nous nous intéresserons à la représentation électrique des composants passifs intégrés. Un état de l’art sur leur modélisation fréquentielle à partir de circuits localisés est présenté. Les modèles considérés sont ceux définis en distinguant les différents phénomènes électriques ou électromagnétiques propres au composant, à sa géométrie et sa technologie.Les valeurs des éléments du modèle sont évaluées de façon analytique soit en étant déduites de la mesure, soit prédites à partir de la géométrie du composant et des caractéristiques des matériaux de la technologie considérée.

Généralités sur les composants passifs

Eléments R, L, C idéaux

Tout dispositif passif peut être décomposé par une association de condensateurs C, inductances L et résistances R connectés en parallèle ou en série. Ces dispositifs élémentaires ou composants passifs idéaux sont représentés sur la Fig. 1-1 et définis à partir des relations mathématiques associées aux tensions V(t) et courants I(t) appliqués à leurs bornes:

Stabilité

La stabilité d’une résistance est jugée par le degré ou pourcentage de variation de sa valeur lorsqu’elle est soumise à des variations dans son environnement (température, humidité, tension appliquée. . .). Les variations de valeurs des résistances peuvent provenir de différents phénomènes physiques ou chimiques résultant eux même d’un effet environnemental sur les matériaux qui les composent. L’influence de l’humidité et les variations en température peuvent entraîner une oxydation des interfaces conducteurs-résistances. Ceci peut avoir pour effet d’augmenter la valeur des résistances et d’ajouter des capacités parasites d’interconnexion. D’autres phénomènes peuvent également se produire et sont critiques pour la stabilité d’une résistance. L’application de tensions élevées à ses bornes peut induire une modification de la morphologie du matériau résistif, des altérations chimiques ou encore un stress du film déposé et une dégradation de l’adhérence du matériau.
Deux paramètres caractéristiques permettent de juger des dérives de la valeur de la résistance, en fonction de la température et de la tension. Ce sont les coefficients de linéarité en température (TCR : Temperature Coefficient of Resistance) et en tension (VCR : Voltage Coefficient of Resistance). Le TCR et le VCR sont respectivement définis dans une gamme de températures (T1à T2) et de tensions (V1à V2) et s’expriment de la façon suivante :

Courants de fuite

Les courants de fuite d’un condensateur sont les courants autres que le courant de déplacement qui traversent le diélectrique. Ces courants résultent de la présence d’imperfections au sein du diélectrique. Ces imperfections proviennent à la fois de zones non uniformes dans la géométrie du matériau qui facilitent le passage des charges électriques [7] et de mauvaises propriétés d’interfaces entre métallisations et diélectriques qui favorisent aussi le transit des charges.

Fréquence de résonance

La résonance des condensateurs résulte des phénomènes capacitifs parasites de couplage au substrat et des phénomènes inductifs produits par les vias, les accès et métallisations du composant. Tous les phénomènes parasites réactifs contribuent à la valeur de la fréquence de résonance. Plus celle-ci est distante des fréquences d’application du condensateur, plus ce dernier a un fonctionnement proche des attentes théoriques.

Problématiques des composants passifs dans les circuits radiofréquences

Les composants passifs sont indispensables pour la réalisation de tout circuit analogique.
En effet, condensateurs et inductances sont largement utilisés et associés ensemble comme circuits résonants pour la réalisation de filtres, amplificateurs et oscillateurs. Les résistances sont elles systématiquement présentes dans l’environnement de tout dispositif actif. Les caractéristiques électriques d’un composant passif élémentaire peuvent affecter de façon non négligeable les performances d’un système radiofréquence (RF), et même devenir des facteurs limitants. D’un point de vue circuit, nous allons voir à travers quelques exemples comment les performances des passifs peuvent avoir un impact sur les performances des différents blocs fonctionnels d’un système de réception générique et ainsi dégrader les caractéristiques globales de la chaîne de réception.

Identification des fonctions radiofréquences du front end d’un terminal de réception (LNA+Filtre, VCO, MIXER…)

Pour des raisons de simplicité et d’adaptabilité aux différents standards, l’architecture homodyne (ou zéros-IF) a largement été à la base de la construction des frontaux de communication ces dernières années, l’architecture hétérodyne, proposée pour la première fois par E. Amstrong en 1918, est encore utilisée aujourd’hui du fait de ses remarquables caractéristiques en termes de sensibilité et de sélectivité. En réception, cette architecture se décompose selon les blocs représentés sur le schéma de la Fig. 1-4. Cette architecture est construite afin de transposerles différents canaux à une fréquence dite « intermédiaire », autour de laquelle une démodulation des signaux à numériser par un CAN (convertisseur analogique numérique) est effectuée.

Influence du facteur de qualité… …sur le filtre

Les fonctions de filtrage des blocs filtre1 et filtre2 des récepteurs hétérodyne sont souvent réalisées à partir de filtres passifs pour réduire au maximum la contribution en bruit des premiers dispositifs en sortie de l’antenne. Le facteur de bruit d’un filtre passif est équivalent à ses pertes d’insertion, c’est-à-dire à l’atténuation autour de la fréquence centrale (f0) de fonctionnement du filtre.
La proximité spectrale des différents standards de communication nécessite l’utilisation de filtres très sélectifs en fréquence et qui bénéficient dans le même temps de pertes d’insertion les plus faibles possibles afin de réduire l’impact sur le facteur de bruit global du système.
L’utilisation de technologies SAW (Surface Accoustic Wave) ou BAW (Bulk Accoustic Wave) prédomine largement aujourd’hui car elles permettent d’avoir une très forte rejection des signaux hors bande. Cependant, les filtres à ondes acoustiques ne sont généralement pas intégrés dans la carte mère du système de réception et doivent être reportés à sa surface.
L’ajout de ces composants externes limite l’utilisation de l’architecture hétérodyne par exemple pour les mobiles de troisième génération où un très fort taux d’intégration est requis. De plus, l’utilisation de filtres externes, et en particulier non reconfigurables nécessite de dupliquer la chaîne de filtrage pour chacun des standards reçus par le terminal. Ce dernier point vient encore limiter les performances d’intégration de cette architecture, bien qu’elle bénéficie d’une meilleure sensibilité que l’architecture homodyne [ 10 ].
La réalisation de filtres intégrés peut ainsi permettre de réduire la taille des récepteurs basés sur cette architecture. Cependant, l’intégration des filtres n’a un intérêt que si ces derniersdisposent d’une rejection hors bande suffisante, en effet, lors de la transposition à la fréquence intermédiaire, une atténuation insuffisante des signaux hors bandes vient nécessairement dégrader la sensibilité du récepteur. La rejection hors bande d’un filtre est fixée à une bande passante donnée en fonction de l’ordre du filtre. Les pertes d’insertion étant-elles très fortement corrélées au coefficient de surtension des résonateurs utilisés. A l’heure actuelle les valeurs des coefficients de surtension des composants passifs localisés restent encore trop faibles en technologie monolithique à cause de pertes importantes dans les substrats. Bien que l’amélioration de la rejection peut-être effectuée à une bande passante donnée en augmentant l’ordre des filtres, l’ajout de résonateurs génère des pertes d’insertion supplémentaires, qui viennent alors dégrader les performances en bruit de la chaîne de réception. L’amélioration des coefficients de surtension des résonateurs intégrés est doncle premier verrou à lever pour intégrer la fonction filtrage.
Aussi, nous nous intéressons dans cette partie à l’influence du facteur de qualité des résonateurs sur la réponse du filtre, et en particulier sur ses pertes d’insertion, facteur déterminant sur les performances en bruit de la chaîne de réception. La Fig. 1-5 montre la structure d’un filtre passif du troisième ordre de Techbychev.

Stabilité en tension et température

L’analyse sur l’influence des paramètres de stabilité (ou linéarité) en tension et température des composants passifs est effectuée à partir de deux dispositifs génériques très utilisés dans les différents blocs du frontal radio : le miroir de courant et l’amplificateur différentiel.
Ces dispositifs analogiques se trouvent dans l’amplificateur à gain contrôlé, le mélangeur, ou encore l’oscillateur local. Nous allons évaluer par simulation l’influence que peut avoir la linéarité en tension et en température d’une résistance placée au cœur d’un miroir de courant, puis de ce même miroir de courant placé dans un amplificateur différentiel.
Le miroir de courant, aussi appelé source de courant est un dispositif utilisé dans la plupart des circuits analogiques ou numériques. En effet,la fonctionnalité recherchée par ce dispositif est d’effectuer une copie d’un courant de référence considéré précis et stable. Le courant fourni en sortie de la source doit donc être constant et idéalement indépendant de la tension de sortie. Le miroir de courant considéré ici est représenté sur la Fig. 1-9

Densité

La proportion d’espace occupé par les composants passifs dans les circuits RF intégrés actuels est bien supérieure à celle des composants actifs. En effet, la réalisation de composants passifs de fortes valeurs en CMOS est limitée d’une part par la surface requise sur les puces qui devient trop importantes, et d’autre part en raison de problèmes de stabilité et de reproductibilité qui sont induits par des composants de taille trop grande. Pour la filière CMOS standard considérée, la densité maximale pour la fabrication de résistances polysilicium garantissant d’intéressantes performances en termes de stabilité en tension et en température est aujourd’hui de l’ordre de 1kΩ/sq. A partir d’une telle densité, la réalisation d’une résistance de 10MΩnécessite l’association de 1000 carrés. Supposons que la taille des carrés soit fixée à 5µm, cela revient à occuper une surface considérable de 1000×25 µm².
De la même manière, la réalisation d’une capacité de 3.5nF à partir d’une couche d’oxyde de silicium (εSiO2=4), placée entre deux électrodes (par exemple de polysilicium) nécessite une surface d’électrodes en regard équivalente à 1mm².
Enfin, les inductances spirales intégrées sont les composants les plus critiques en terme d’espace occupé sur puce. En effet, à titre illustratif la réalisation d’une inductance intégrée de 10nH peut occuper en technologie CMOS une surface supérieure à 3 mm². La figure suivante (Fig. 1-12) met bien en évidence l’espace à la fois occupé par les inductances spirales intégrées et les condensateurs dans un VCO. Enfin, il nous paraît important de noter que dans un terminal mobile, bien que l’espace occupé par les passifs ne peut-être négligé, le plus grand composant reste toujours l’antenne. En effet, la miniaturisation conjointe des passifs et de l’antenne est incontournable pour optimiser les performances globales des systèmes de réception.
L’amélioration des performances des composants passifs et la réduction de leur taille est un atout majeur pour la conception de dispositifs RF miniaturisés. En effet, nous avons pu montrer comment la mesure de bruit d’un système de réception peut-être dégradée par des composants passifs qui disposent de pertes non négligeables. Nous avons aussi mis en évidence quelques conséquences induites par des non linéarités en tension et température sur la réponse de circuits génériques.Enfin, les limites associées à la taille de systèmes utilisant un grand nombre de passifs intégrés ou de fortes valeurs ont été montrées.
L’optimisation des performances des passifs intégrés passe nécessairement par une maîtrise et une interprétation de leurs caractéristiques électriques. Pour cela, il est nécessaire de disposer de modèles de composants qui permettent de simuler leur comportement.

Technologies et Intégration de Composants Passifs

Introduction

Par rapport aux technologies existantes, la démarche adoptée dans nos travaux se positionne dans le cadre général de la réalisation de circuits complètement intégrés avec, l’objectif de permettre le placement de tous les passifs directement sur la puce de silicium, et ce, en particulier pour la réalisation des dispositifs analogiques. Dans cette partie, nous décrivons le positionnement de cette approche dans le contexte général des technologies de composants passifs intégrés. L’approche System in Package (SiP) qui prédomine aujourd’hui consiste à assembler dans un même boîtier plusieurs puces entres elles, chacune résultant d’un processus de fabrication distinct. L’utilisation des technologies SiP permet d’optimiser les performances des systèmes électroniques par le choix d’une technologie donnée, judicieusements électionnée selon les contraintes en performances fixées pour chacune des fonctions électroniques du système. Par exemple le recours à des puces indépendantes réalisées selon des technologies optimales pour les dispositifs de puissance ou encore à très faible bruit.
Les très fortes contraintes d’intégration des systèmes électroniques actuels nécessitent de plus en plus de s’orienter vers des systèmes « tout intégrés ». De ce fait, les composants passifs font partie des éléments actuels qui empêchent le développement de systèmes tout intégrés. D’une part, ils n’ont pas des performances suffisantes en technologies silicium, et d’autre part, ils occupent un espace trop important. Ce dernier point se vérifie aussi bien lorsqu’ils sont fabriqués sur des substrats indépendants que s’ils le sont sur la même puce que les dispositifs actifs.
L’approche qui consiste à assembler entre elles des puces de substrats différents est décrite dans la première partie de ce chapitre à travers les technologies qu’elle utilise, et les performances atteintes alors par les composants passifs.
Dans une seconde partie, nous présentons les principales étapes de fabrication de la technologie CMOS. Ensuite, nous décrivons les composants passifs de la filière CMOS 0.5µm considérée, et exposons leurs caractéristiques électriques. Enfin, nous justifions dans la dernière partie la démarche adoptée pour le développement de la technologie, qui consiste à réaliser les passifs en effectuant un report des contraintes en performances sur les matériaux en couches minces utilisés et ainsi, conserver les architectures classiques de passifs intégrés.
Nous concluons alors ce second chapitre par l’identification des contraintes d’intégration des couches minces dans la filière CMOS 0.5µm.

Table des matières
REMERCIEMENTS 
GLOSSAIRE
INTRODUCTION GENERALE 
CHAPITRE 1. LES COMPOSANTS PASSIFS INTEGRES DANS LES APPLICATIONS RADIOFREQUENCES
1. Introduction
2. Généralités sur les composants passifs
2.1 Eléments R, L, C idéaux
2.2 Composants passifs réels intégrés
2.2.1 Résistances
2.2.2 Condensateurs
2.2.3 Inductances
3. Problématiques des composants passifs dans les circuits radiofréquences
3.1 Identification des fonctions radiofréquences du front end d’un terminal de réception (LNA+Filtre, VCO, MIXER…)
3.2 Influence du facteur de qualité
3.3 Stabilité en tension et température
3.4 Densité
4. Modélisation des composants passifs
4.1 Modèles reproductifs (extraction de paramètres)
4.1.1 Modèles en π– Application au cas d’une inductance spirale et d’un condensateur MIM
4.1.2 Modèle en T – Application au cas des condensateurs MIM
4.2 Modèles prédictifs
4.2.1 Modélisation de résistances intégrées
4.2.2 Modélisation de condensateurs MIM
4.2.3 Modélisation d’inductancesspirales intégrées
5. Conclusion
CHAPITRE 2. TECHNOLOGIES ET INTEGRATION DE COMPOSANTS PASSIFS
1. Introduction
2. Technologies de composants Passifs
2.1 Les technologies SiP (System in Package)
2.1.1 MCM-Laminate
2.1.2 Composants passifs en technologie MCM-L
2.1.3 MCM-Ceramic
2.1.4 Composants passifs en technologie MCM-C
2.1.5 MCM-D
2.1.6 Composants passifs en technologie MCM-D
3. La technologie SoC (System on Chip)
4. La Filière technologique CMOS
4.1 Préparation du wafer
4.2 Formation des couches diélectriques
4.3 Photolithographie
4.4 Techniques de dépôts
4.5 Gravure
4.6 Test et suivi technologique
5. Les composants passifs intégrés en CMOS
5.1 Résistances
5.1.1 Résistances diffuses
5.1.2 Résistances Polysilicium
5.1.3 Lignes de métal
5.1.4 Récapitulatif des performances des résistances intégrées
5.2 Condensateurs
Condensateurs MOS
Condensateurs Poly-Poly
Récapitulatif des performances des condensateurs en technologie CMOS
5.3 Inductances
6. Le Back End Of Line (BEOL) de la filière technologique CMOS 0.5µm
7. Conclusion et identification des contraintes d’intégration des passifs dans le BEOL de la filière CMOS
CHAPITRE 3. CARACTERISATION ELECTRIQUE DE COUCHES DIELECTRIQUES D’OXYDE DE TITANE ET DE TANTALE A PARTIR DE CAPACITES MOS POUR LA REALISATION DE CAPACITES MIM DE FORTE DENSITE
1. Introduction
2. Etat de l’art des performances des condensateurs MIM intégrés et des diélectriques associés
2.1 Les diélectriques couramment utilisés dans les filières CMOS
2.2 Les autres matériaux High-κ
2.3 Combinaison de matériaux diélectriques
2.4 Empilement de matériaux diélectriques
3. Caractérisation et étude des propriétés électriques de condensateurs MOS (Métal Oxyde Semi-conducteur) à base d’oxyde de titane et de tantale
3.1 Capacité MOS idéale
3.2 Capacité MOS réelle
3.3 Méthode de Terman
4. Réalisation des capacités MOS à base d’oxyde de titane et de tantale
4.1 Caractérisation Capacité-Tension (C-V)
4.1.1 Extraction de la permittivité
4.1.2 Influence de l’épaisseur sur les charges piégées
4.2 Caractérisation Courant-Tension (I-V)et étude du mécanisme de conduction dans les films d’oxyde de titane et de tantale
5. Conclusion
CHAPITRE 4. INTEGRATION DE COUCHES MINCES RESISTIVES D’OXYNITRURE DE TITANE EN TECHNOLOGIE CMOS
1. Introduction
2. Etat de l’art des propriétés des résistances intégrées d’oxynitrure de titane en couches minces
2.1 Résistivité
2.2 Stabilité
3. Caractéristiques des couches minces d’oxynitrure de titane réalisées par PVD
4. Développement du schéma d’intégration de couches minces résistives dans le BEOL de la filière CMOS
5. Intégration des couches minces résistivesdans le BEOL de la filière CMOS
5.1 Caractérisation électrique des résistances intégrées
5.2 Influence de la composition des films intégrés sur les performances électriques des résistances
5.3 Influence de la passivation
5.4 Influence des coefficients de linéarité en fonction de la densité des résistances
5.5 Tests des règles de conception des résistances intégrées
5.5.1. Influence du nombre de contacts
5.5.2. Influence de la taille des carrés
5.5.3. Influence du nombre de carrés de la résistance
6. Conclusion
CHAPITRE 5. MODELISATION D’INDUCTANCES SPIRALES INTEGREES EN CMOS
1. Introduction
2. Développement du modèle d’échellephysique et analytique
2.1 Modélisation des paramètres de l’admittance Ys
2.1.1 Calcul des inductances séries
2.1.2 Calcul des résistances séries
2.2 Modélisation des paramètres des admittances Ye1et Ye2
2.2.1 Calcul de la capacité d’oxyde
2.2.2 Calcul de la capacité parallèle du substrat
2.2.3 Calcul de la résistance parallèle du substrat
2.3 Modélisation des paramètres de l’admittance Ysub
2.3.1 Calcul de la capacité de couplage du substrat
2.3.2 Calcul de la résistance de couplage du substrat
3. Validation du modèle
3.1 Validation à partir de mesures d’inductances spirales en technologie CMOS
3.2 Validation du modèle par rapport à l’influence des tolérances du processus de fabrication sur un circuit RF générique
4. Conclusion
CONCLUSION GENERALE
ANNEXE 1 : METHODE D’EXTRACTION DE PARAMETRES DE COMPOSANTS PASSIFS
A PARTIR D’UN MODELE DE LIGNE DE TRANSMISSION
ANNEXE 2 : COMPARAISON ENTRE MESURES I­V DE RESISTANCES INTEGRES EN TINXOY EFFECTUEE A PARTIR DE STRUCTURES CLASSIQUES ET KELVINS
ANNEXE 3 : DEVELOPPEMENT DU SCHEMA D’INTEGRATION DE COUCHES MINCES RESISTIVES DANS LE BEOL DE LA FILIERE CMOS
ANNEXE 4 : PRESENTATION DU VEHICULE DE TEST DES RESISTANCES INTEGREES CONÇU EN TECHNOLOGIE CMOS 0.5µM
ANNEXE 5 : CALCUL DE LA CAPACITE D’UNE LIGNE COPLANAIRE SUR SUBSTRAT D’EPAISSEUR FINIE PAR TRANSFORMATION CONFORME
REFERENCES BIBLIOGRAPHIQUES