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Calibrage du mode « stress » et du mode « petit-signal »
Cette étude est réalisée pour quantifier la dérive temporelle liée aux équipements, à savoir celles du synthétiseur de fréquence, de la sonde de puissance associée au wattmètre, de l’amplificateur « driver » de puissance éventuel, et de l’analyseur de réseau vectoriel. Cette donnée est nécessaire afin de pouvoir dissocier les effets des fluctuations induites par les équipements, de ceux liés à la dégradation propre des DUTs. L’extraction des résultats de dérive permet de définir une fenêtre d’interprétation des résultats de stress à haute fréquence lors de l’étude de vieillissement de composants HEMTs GaN de la partie II.3. Pour faire ce calibrage, les câbles micro-ondes semi-rigides situés aux niveaux des accès des DUTs en entrée-sortie sont connectés entre eux.
Le mode « stress » désigne la période durant laquelle la sortie du synthétiseur de fréquence est allumée et que les mesures au wattmètre sont effectuées. Le mode « petit-signal » désigne la période durant laquelle la sortie du synthétiseur de fréquence est éteinte et que les mesures à l’ARV sont réalisées. Dans un premier temps, le calibrage du mode « stress » et du mode « petit-signal » est effectué à une température d’étuve de + 25°C (définie comme la température ambiante). La stabilité de la calibration a été évaluée pendant 500h (21 jours). La fréquence du synthétiseur est fixée à 4,2GHz. Les acquisitions de la puissance et des paramètres [S] sont effectuées toutes les 15min et 24h respectivement. La variation de température à l’intérieur de l’étuve est de ± 0,1°C durant le test. De plus, la salle expérimentale, où est situé le banc de stress, possède un réseau de capteur thermique permettant le relevé de la température. Cette donnée est sauvegardée sur serveur afin de vérifier a posteriori si d’éventuelles fluctuations de température ont eu une influence sur les données mesurées. La Figure II. 10 montre la fluctuation de la puissance de la voie 3 durant les 21 jours de test. Celle-ci fluctue autour d’une valeur de + 0,02dB ± 0,01dB. Ce relevé montre une bonne stabilité du signal de sortie du synthétiseur de fréquence et du système de mesure (c.-à-d. sonde de puissance associée au wattmètre). La fluctuation de puissance des autres voies est du même ordre de grandeur.
Différents éléments peuvent intervenir dans la fluctuation de la puissance, dont les possibles origines sont citées ci-après. Le paramètre de désadaptation n’est pas pris en compte car celui-ci intervient seulement lors de la connexion des différents éléments du montage, et n’évolue pas dans le temps. L’évolution de la puissance provient de trois principales sources :
des incertitudes associées à la répétabilité des pertes d’insertion lors de la commutation des commutateurs SPDTs et SP4Ts. Elles sont fournies par les constructeurs pour être inférieures à 0,03dB pour les SP4Ts de Keysight (valeurs non communiquées pour les SPDTs de Dow-Key),
de l’incertitude liée au synthétiseur HF,
des incertitudes provenant du système de mesure de la puissance.
L’incertitude associée au synthétiseur de fréquence provient de la stabilité en température de la source HF. Elle est certifiée pour évoluer à 0,01dB/°C. Quant aux incertitudes de mesure liées à la sonde de puissance et au wattmètre, plusieurs sources d’erreurs sont identifiées et détaillées dans [6].
Pour la sonde de puissance, la puissance absorbée ( ) par le capteur suit la relation :
= − (eq. 2. 1)
où représente la puissance incidente et la puissance réfléchie. La puissance mesurée indique la puissance qui est dissipée dans l’élément de détection de puissance lui-même. La sonde utilisée lors de la mesure étant de type thermocouple, la puissance absorbée à haute fréquence est ramenée à un niveau DC par un processus de conversion. Cette puissance équivalente est appelée puissance substituée ( ). Des erreurs interviennent lors du processus de conversion ; afin de les prendre en compte, le terme de rendement effectif est adopté pour les sondes de puissance:
=(eq. 2. 2)
où est la puissance absorbée par la sonde durant la mesure. Le rendement effectif change avec la fréquence, mais les changements qui sont causés par le niveau dynamique de puissance
sont généralement négligeables. De plus, un facteur d’étalonnage ( ) permet de combiner à la fois le rendement effectif et les pertes induites par la désadaptation. est défini par :
= (eq. 2. 3)
avec la puissance incidente vers la sonde (contient le terme des pertes par désadaptation). Ainsi en utilisant la valeur de en fonction de la fréquence (tableau fournit par le fabricant), on s’affranchit de ces termes lors du calibrage. En revanche, une incertitude inévitable est
associée au facteur d’étalonnage et concerne l’imprécision de la valeur obtenue lors de la mesure selon les différents standards d’étalonnage définis par les normes internationales. Le facteur d’étalonnage du wattmètre est donné à 98,8% à une fréquence de 4,2GHz et l’incertitude du facteur d’étalonnage est donnée à 1,41 points sur une plage de fréquence comprise entre 1,2GHz et 6GHz et à une température de + 25°C ± 3°C.
Concernant les incertitudes liées au wattmètre, elles proviennent de plusieurs sources : l’oscillateur de référence (50MHz), réglage et dérive du zéro, le bruit et la linéarité de puissance. Les mesures en boucle-ouverte, telles que celles utilisées dans les sondes à thermocouple, requièrent une source de puissance connue pour vérifier et ajuster la sensibilité de la sonde. La majorité des wattmètres en sont équipés ; et qu’importe la puissance de référence utilisée, si celle-ci dévie de sa valeur de départ, le calibrage lui associe une erreur. Cette incertitude de la puissance de sortie de l’oscillateur de référence (1mW) est spécifiée par le fabricant pour avoir une précision de ± 0,6% (+ 25°C ± 10°C) valide pendant 2 ans après calibrage de celle-ci en laboratoire.
Dans toute mesure de puissance, le dispositif doit être initialisé à zéro sans aucune puissance à haute fréquence appliquée à la sonde. Le réglage du zéro est habituellement accompli à l’intérieur du wattmètre par compensation numérique des décalages résiduels en forçant l’introduction d’un décalage de tension qui oblige le wattmètre à lire zéro. Ce décalage de tension est contaminé par une multitude de sources incluant la sonde et le bruit des circuits internes au wattmètre. L’erreur de réglage du zéro est spécifiée à ± 50nW pour la sonde 8487A. Pour des plages de puissance élevées, l’erreur de réglage du zéro est petite en comparaison du signal qui va être mesuré. La dérive du zéro, aussi appelée stabilité à long terme (variance), correspond à la variation d’indication de puissance mesurée sur une période assez longue (généralement 1h) alors qu’un signal de niveau de puissance constant est appliqué en entrée, à température constante et après un intervalle de préchauffage défini. La dérive du zéro est donnée inférieure à ± 10nW dans l’heure qui suit le réglage du zéro, après 24h de préchauffage du wattmètre, pour la sonde 8487A.
Le bruit de mesure est aussi connu comme un facteur de stabilité à court terme, et celui-ci provient plus spécifiquement des sources présentes à l’intérieur de la sonde et des circuits à l’intérieur du wattmètre. La cause de bruit provient des mouvements aléatoires des électrons libres causés par la température des composants. L’acquisition de la puissance peut être faite à un moment où cette fluctuation aléatoire produit une indication maximale, ou peut-être à un minimum. Le bruit est spécifié comme le changement d’indication dans le wattmètre sur un court intervalle de temps (généralement 1min) pour une puissance constante et à température constante. Le bruit de mesure est spécifié inférieur à 110nW à 50MHz pour la sonde 8487A.
Description générale du banc de stress
(a) (b)
Figure II. 11 : dérive minimale (t204h) et maximale (t396h ) du paramètre S21 de la voie 3 durant 500h. (b) écart de S21(t204h) et S21(t396h) en fonction de la référence S21(t0h) dans (a).
La linéarité de la mesure de puissance est principalement une caractéristique de la sonde. La déviation intervient habituellement pour des plages de puissance élevées de la sonde. Elle est spécifiée à ± 3% sur une plage de puissance allant de + 10dBm à + 20dBm. La puissance du synthétiseur HF est réglée pour obtenir une puissance mesurée autour de 0dBm ± 0,2dB, pour les voies 1 à 3, l’incertitude de la linéarité n’intervient pas dans la fluctuation de puissance observée.
Un grand nombre de ces incertitudes peut contribuer à la fluctuation de la puissance mesurée, mais d’autres contributions sont négligeables (au vu des incertitudes qui sont inférieures au μW). De plus, Il est trouvé que le profil de fluctuation de la puissance n’est pas corrélé avec le changement de profil de la température (± 1°C) de la salle expérimentale.
La Figure II. 11 et la Figure II. 12 montrent la dérive minimale et maximale du paramètre en transmission S21 et de la phase équivalente associée de la voie 3 durant les 500h de test. La fluctuation de la transmission (respectivement de la phase) est comprise entre ± 0,05dB
(respectivement ± 2°) à 20GHz. La faible dérive observée sur S21 permet de certifier que le calibrage de l’ARV reste stable et que la faible fluctuation de température de la salle expérimentale n’influence pas l’équipement. Aussi, le fait que les SPDTs et les SP4Ts changent de position à plusieurs reprises prouve la bonne qualité de commutation des commutateurs, de par la bonne reproductibilité des mesures en transmission.
Dans un second temps, le calibrage du mode « stress » et du mode « petit-signal » est effectué à une température comprise entre – 40°C et + 100°C avec un profil rectangulaire. Le calibrage de l’ARV et la première acquisition à t0h des paramètres [S] est réalisée à une température de + 25°C. La période théorique de chaque palier est de 4h. Les acquisitions ultérieures des paramètres [S] se font à mi-créneau temporel pour la température chaude et froide. La stabilité du calibrage a été évaluée pendant 168h (7 jours). La fréquence du synthétiseur est fixée à 4,2GHz (choix relatif à la fréquence de conception des amplificateurs hybrides et MMIC). Les acquisitions de la puissance et des paramètres [S] sont effectuées toutes les 15min et tous les cycles respectivement. Lorsque le palier de température est atteint, la variation de température à l’intérieur de l’étuve est de ± 0,2°C durant le test.
Concernant le calibrage du mode « stress », la Figure II. 13 (a) montre le comportement de la puissance de la voie 2 suivant le cyclage thermique de l’étuve durant les 7 jours de test. Le relevé de la puissance de cette même voie durant le calibrage à température ambiante est inséré afin d’observer l’effet du cyclage thermique sur les pertes des câbles micro-ondes, par rapport à la température de référence de + 25°C. Nous remarquons que sur la Figure II. 13 (a) que pour une température de palier de – 40°C, les pertes des câbles micro-ondes s’améliorent d’environ 0,07dB (la puissance de sortie mesurée passant alors de + 0,07dBm à + 0,14dBm). Tandis que pour une température de palier de + 100°C, les pertes des câbles micro-ondes augmentent d’environ + 0,09dB (dégradation de la puissance collectée de + 0,07dBm à
– 0,02dBm). Ces décalages de puissance en fonction de la température de l’étuve sont liés aux fluctuations thermiques des pertes diélectriques et métalliques des câbles coaxiaux dans l’étuve
(et d’un modèle graduel entre la partie interne et externe de l’étuve). Afin de quantifier la fluctuation de puissance pour chaque palier de température, les périodes de transition entre les deux paliers de température et les points de puissance pour lesquels la température de l’étuve est supérieure à ± 0,1°C ne sont pas prisent en compte, Figure II. 13 (b). Ainsi, pour une température de – 40°C et + 100°C, les puissances restent stables avec une fluctuation de
+ 0.01dB et ± 0.01dB respectivement. Ces fluctuations très faibles, entrant dans la plage d’incertitude de mesure des appareils, montrent que les câbles micro-ondes conserve une bonne stabilité, une fois la température de consigne atteinte, pour des températures de – 40°C et +100°C (spécification constructeur des câbles : – 55°C à + 125°C). Il n’est donc pas utile en l’état de compenser les modèles thermiques des câbles.
Concernant le calibrage du mode « petit-signal », les variations du paramètre en transmission S21 et de la phase associée de la voie 2 sont données en Figure II. 14 (a) et (b) respectivement, selon la température de l’étuve. Les données de S21 pour – 40°C et + 100°C sont les acquisitions du premier cycle thermique. Pour une température de – 40°C, la transmission s’améliore par rapport à la référence de + 25°C avec une élévation de +0,5dB à 17,5GHz. Cette tendance s’inverse lorsque l’étuve atteint une température de + 100°C, avec une augmentation des pertes de + 0,7dB à 17,5GHz. Au niveau de la phase, la fréquence d’inversion (pour laquelle la phase fait une rotation de 360°) est décalée selon la température de l’étuve. Par rapport à la fréquence d’inversion à température ambiante, celle-ci dévie négativement et positivement de 1,6GHz (resp. 0,5GHz) pour une température de – 40°C (resp.
+ 100°C). Pour une plage de température comprise entre – 40°C et + 25°C, la fréquence d’inversion augmente rapidement puis évolue plus lentement pour des températures comprises entre + 25°C et + 100°C, Figure II. 15.
Table des matières
Introduction générale
Bibliographie
Chapitre I. Fiabilité des dispositifs à base de GaN
I.1. Introduction
I.2. Technique de vieillissement conventionnelles
I.2.1. Vieillissement accéléré sous stockage thermique
I.2.2. Vieillissement accéléré sous polarisation inverse à haute température
(HTRB)
I.2.3. Test de durée de vie à haute température (HTOL)
I.2.4. Vieillissement sous courant de drain de repos (IDQ) ou à fort courant
de drain (IDSS)
I.2.5. Vieillissement sous signal à haute fréquence
I.3. Application des techniques de stress
I.3.1. Stress statique – contexte composant
I.3.1.a. Stabilité des contacts et interfaces métal/semi-conducteur
I.3.1.b. Stabilité du contact Schottky
I.3.1.c. Effet piézoélectrique inverse
I.3.1.d. Effet des électrons chauds
I.3.1.e. Effet de l’auto-échauffement
I.3.2. Stress dynamique – contexte composant/circuit
I.3.2.a. Contexte composant
I.3.2.b. Contexte circuit
I.4. Conclusion
Bibliographie
Chapitre II. Développement d’un banc de stress thermique
à haute fréquence
II.1. Introduction
II.2. Description générale du banc de stress
II.2.1. Montage expérimental
II.2.2. Interface Homme/Machine
II.2.3. Calibrage du mode « stress » et du mode « petit-signal »
II.2.4. Discussion
II.2.5. Procédure de stress
II.3. Résultats de vieillissement de composants HEMTs GaN
II.3.1. Description de la technologie des dispositifs sous test
II.3.2. Dérive de la puissance de sortie du « driver »
II.3.3. Résultats de stress HF en bande C
II.3.4. Effet induit par l’acquisition des paramètres [S] durant le stress HF
II.3.5. Discussion sur l’évolution des paramètres DC et HF
II.3.6. Evolution des paramètres [S] durant les stress HF
II.4. Conclusion et perspectives d’amélioration
Bibliographie
Chapitre III. Simulation physiques TCAD de dispositifs
HEMTs GaN
III.1. Introduction
III.2. Description partielle de la structure étudiée
III.3. Modèles et paramètres utilisés dans la simulation
III.3.1. Le transport des porteurs
III.3.2. Le modèle de transport
III.3.3. Le modèle de mobilité des porteurs
III.3.4. Le modèle de polarisation
III.3.5. Le modèle de génération-recombinaison des porteurs dans le volume
III.3.6. Le modèle d’émission thermoïonique
III.3.7. Le modèle de fuite par effet tunnel des porteurs
III.4. Modélisation du gaz d’électrons bidimensionnel
III.5. Arbre de modélisation analytique des marqueurs statiques
des transistors HEMTs GaN possiblement évolutifs durant
un stress
III.5.1. Equations analytiques
III.5.2. Arbre de modélisation
III.6. Etude TCAD des dégradations observées suite à un stress
HTOL : modélisation du ΔVTH, ΔIDS et ΔRON par des charges
fixes FC dans la structure
III.6.1. FC sous la grille : interface métal/GaNcap, GaNcap/AlGaN et
AlGaN/GaN
III.6.2. FC dans les zones hors grille : interface AlGaN/GaN entre sourcegrille
et grille-drain
III.6.3. FC dans les zones source-grille, grille, et grille-drain : interface
AlGaN/GaN
III.6.4. FC sur les bordures du contact de grille
III.7. Conclusion et perspectives
Bibliographie
Chapitre IV. Conception d’amplificateurs micro-ondes
mono-étage classe A en bande C
IV.1. Introduction
IV.2. Circuit hybride
IV.2.1. Caractérisation des transistors MOS-HEMT GaN
IV.2.2. Méthodologie de conception
IV.2.2.a. Réseau de polarisation et découplage
IV.2.2.b. Microcâblage par fil (wire bonding)
IV.2.2.c. Stabilité petit-signal
IV.2.2.d. Réseaux d’adaptation
IV.2.2.e. Performances simulées du circuit en fonction des transistors
IV.2.3. Réalisation du prototype
IV.3. Circuit MMIC
IV.3.1. Configuration du simulateur électromagnétique Momentum
IV.3.2. Etude fréquentielle du modèle d’inductance
IV.3.2.a. Valeur de l’inductance du modèle
IV.3.2.b. Effet de la largeur de la spire du modèle
IV.3.2.c. Effet de l’espacement inter-spire du modèle
IV.3.2.d. Effet de l’espacement spire-masse du modèle
IV.3.2.e. Conclusion
IV.3.3. Performances du transistor MOS-HEMT GaN
IV.3.3.a. Caractéristiques statiques
IV.3.3.b. Caractéristiques dynamiques
IV.3.4. Méthodologie de conception
IV.3.4.a. Performances par éléments localisés idéaux
IV.3.4.b. Performances par éléments localisés réels et lignes CPW
IV.4. Conclusion
Bibliographie
Conclusion générale
Résumé
Liste des publications
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