Comparaison entre les résultats de simulation et les résultats expérimentaux (Formes d’ondes de tension)

Le câblage du convertisseur

Dans un système d’entraînement, la fréquence fondamentale de fonctionnement est élevée (quelques dizaines de kilohertz) et les fréquences harmoniques peuvent atteindre ou même dépasser le mégahertz. Ceci doit être pris en considération dans la conception du câblage. En effet, à valeur égale du courant efficace, les pertes dans les conducteurs augmentent avec la fréquence du fait de l’apparition de courants de Foucault et cela d’autant plus que leur section est importante (effet de peau pour un conducteur seul, effet de proximité pour plusieurs conducteurs parallèles). Notons que ce phénomène est pris en considération dans le choix et Reproduced with permission of the copyright owner. Further reproduction prohibited without permission. le dimensionnement des câbles ou des barres, notamment lorsqu’on utilise les câbles à grand nombre de brins, à brins isolés et transposés (fil de Litz) et les barres minces. Aux fréquences élevées, les valeurs des inductances et capacités de câblage pourront ne plus être négligeables et pourront perturber le fonctionnement du convertisseur, si on en tient pas compte convenablement lors de la conception. En effet, ces inductances et capacités parasites peuvent, à haute fréquence, induire des couplages indésirables entres différents circuits. Par ailleurs, l’emploi des fréquences élevées conduit à des gradients du courant di/dt dans les composants et de la tension dv/dt à leurs bornes extrêmement élevées. Les inductances et capacités parasites Lp et Cp peuvent entraîner des surtensions Lpdi/dt ou des surintensités Cpdv/dt conduisant à des oscillations haute fréquence amorties dans les formes d’onde des courants dans les semi-conducteurs et des tensions à leurs bornes. Ceci peut causer un problème de survie des semi-conducteurs et influencer le rendement du convertisseur. Pour cette raison, outre les moyen de câblage classiques, on utilise des « bus bars’ pour la connexion des semi-conducteurs à commutation rapides tels que les IGBT. Ceci a pour effet de minimiser considérablement les signaux parasites.

La commande électronique

La commande des convertisseurs a beaucoup évolué. Initialement basée sur l’emploi de composants discrets, puis de circuits intégrés pour la réalisation des fonctions logiques ou analogiques, elle a fait progressivement appel à des circuits de traitement numériques du signal, câblés, puis maintenant programmés. La figure 1 .1 illustre les différents blocs de commande et d’interface qui précèdent les composants semi-conducteurs. De nos jours, dans la plupart des cas, les commandes des systèmes d’entraînement utilisent des microprocesseurs, des microcontrôleurs et des processeurs rapides de signaux numériques DSP(Digital Signal Processor). Suivant le volume de la série à produire et le niveau d’adaptabilité nécessaire, les programmes exécutés peuvent être mémorisés sur différents types de mémoires à semi-conducteurs: ROM C’Read Only Memory »), PROM ( » Programmable Read Only Memory ») ou EEPROM C’Electrically Erasable Programmable Read Only Memory »). Les microprocesseurs utilisés assurent des tâches plus ou moins indépendantes en temps réel: Il peut s’agir aussi bien des tâches relatives à la commande que des tâches concernant les séquences de démarrage, de sauvegarde en cas d’anomalie, de changement de mode de fonctionnement … etc.

Les échanges d’information avec l’environnement s’effectuent par l’intermédiaire de circuits d’entrée-sortie analogiques assurant des fonctions de filtrage et d’adaptation de niveau. Une liaison avec un réseau informatique est parfois prévue lorsque l’équipement doit communiquer avec d’autres systèmes ou avec un poste de contrôle centralisé. Reproduced with permission of the copyright owner. Further reproduction prohibited without permission. La technologie de réalisation de ces dispositifs de commande du convertisseur sont à base de circuits imprimés multicouches adaptés aux fréquences de fonctionnement des circuits intégrés numériques modernes. Ces circuits se présentent souvent sous forme de plusieurs cartes de formats standards montées en étages superposés et interconnectées par une cartemère. La compacité est toujours accrue par l’utilisation de circuits de haut niveau d’intégration (VLSI: « Very Large Scale Integration »), de composants montés en surface suivant ainsi l’évolution de l’électronique de traitement du signal.

Le moteur

Dans les domaines d’applications industrielles impliquant des entraînements réglés, le moteur peut être une machine de tout type suivant les caractéristiques recherchées et les conditions d’utilisation. Une classification simplifiée des différentes machines est présentée sur la figure 1.4. Le moteur à courant continu (cc) peut être à rotor bobiné ou à aimant permanent. Dans le cas du moteur à rotor bobiné, 4 types d’excitation sont possibles dépendamment du couplage entre les enroulements du stator et du rotor (série, parallèle, séparée, compound). L’utilisation de l’électronique pour commander la vitesse des moteurs à cc est en application pour des puissances allant jusqu’à quelques Mégawatts (MW). Elle est relativement simple du fait que la vitesse est proportionnelle à la tension d’induit. Celle-ci peut être réglée au moyen d’un redresseur commandé si l’alimentation est alternative. Elle peut également être commandée par un hacheur alimenté d’une source à courant continu. Particulièrement dans ce dernier cas, le problème de la réflexion d’onde se pose, à cause de la commutation rapide des semi-conducteurs ainsi qu’à la longueur du câble d’alimentation du moteur, tel que sera démontré aux chapitres suivants. Reproduced with permission of the copyright owner. Further reproduction prohibited without permission. Le moteur à courant alternatif (ca) peut être une machine asynchrone ou synchrone.

Le moteur asynchrone peut être monophasé ou triphasé à cage d’écureuil ou encore triphasé à rotor bobiné. Le moteur synchrone peut être à aimant permanent ou à rotor bobiné. L’association d’un convertisseur de fréquence à commande MLI et d’un moteur, en particulier, asynchrone, constitue une solution d’entraînement offrant de nombreux atouts, ce qui est en fait la solution de référence en faible et moyenne puissance. Elle offre une grande souplesse de fonctionnement (régulation fine de vitesse, démarrage et arrêt progressifs). Elle permet également de grandes performances dynamiques et se prête naturellement à l’automatisation des processus. Les performances du système contrôle-commande ont progressé de telle sorte que cette solution technique est désormais utilisable pour des applications qui, encore récemment, étaient réservées aux moteurs à courant continu. Dans certaines applications à faible puissance, particulièrement dans le cas des entraînements des véhicules électriques sans boîte de vitesses, on a tendance à abandonner le moteur à courant continu et le moteur asynchrone pour le compte du moteur à réluctance variable ou du moteur synchrone autopiloté, dit à courant continu sans balais. Ce choix se justifie par le fait que la structure électromagnétique de ces derniers moteurs présente, d’abord, l’avantage Reproduced with permission of the copyright owner. Further reproduction prohibited without permission. d’une simplicité, puis elle présente une puissance massique largement supérieure que celle du moteur cc.

Régulation des entraînements à vitesse variable

Les principes de commande et de régulation diffèrent suivant les types d’entraînements (nature du moteur et du convertisseur) et les gemes d’applications : Couple constant, couple quadratique, un ou plusieurs moteurs, etc. Le moteur fait partie de la boucle de régulation. Il est donc nécessaire de pendre en compte son comportement dynamique. Suivant le niveau de performances demandées par l’utilisation, on sera amené à considérer un modèle de la machine plus ou moins complexe, adapté au type de commande choisi. Concernant la variation de la vitesse des moteurs à courant continu, la régulation comporte principalement une boucle interne de commande de courant et une boucle externe pour la commande de la vitesse. Pour un asservissement en position, on ajoute une boucle externe à la boucle de vitesse. Pour contrôler une accélération, on ajoute une boucle interne à la boucle Reproduced with permission of the copyright owner. Further reproduction prohibited without permission. de vitesse. Rappelons que la coordination entre les boucles de contrôle est nécessaire au bon fonctionnement de celles-ci. Il faut que la largeur de la bande passante des régulateurs augmente au fur et à mesure qu’on va vers la boucle la plus interne. Concernant la régulation de la vitesse des moteurs à courant alternatif, particulièrement des moteurs asynchrones à cage, les stratégies de régulation dépendent du mode d’alimentation du moteur et du type de commande adopté.

Lorsque les performances dynamiques demandées ne sont pas trop contraignantes, ce qui est le cas des entraînements de pompes, ventilateurs, compresseurs, … , on peut utiliser des commandes relativement simples que l’on qualifie souvent de « commande de type scalaire ». Dans ce type de commande, on s’intéresse uniquement au module de la variable considérée et pas à la phase du vecteur qui représente la variable. Elle consiste à imposer la vitesse du champ statorique par le convertisseur. Le rotor va essayer de suivre cette consigne et sa vitesse dépendra du couple résistant de la charge. Ce type de commande convient pour les applications où la précision sur la vitesse n’est pas importante et où la précision sur la vitesse n’est pas importante et où le couple aux faibles vitesses est faible. Lorsqu’on est plus exigeant sur les performances dynamiques, ce qui est le cas des machines outils, des appareils de levage, des entraînements de laminoirs, … , il est nécessaire de connaître le courant rotorique pour maîtriser le couple à faible vitesse et pendant les régimes transitoires. On utilise alors des commandes dites « vectorielles » ou à « flux orienté » qui permettent de contrôler les courants statorique et rotorique et donc le couple. Ces commandes, qui utilisent des algorithmes mis en oeuvre par des microprocesseurs, exigent que l’on connaisse la vitesse du moteur. L’utilisation d’un capteur de vitesse permet d’optimiser les performances sur toute la plage de vitesse, y compris à l’arrêt où il faut imposer la position du rotor. Reproduced with permission of the copyright owner. Further reproduction prohibited without permission. Lorsqu’il n’est pas nécessaire de réaliser un couple constant à vitesse nulle et qu’il n’y a pas de contrainte de positionnement à l’arrêt, les technologies récentes de l’électronique de commande permettent de s’affranchir de la présence d’un capteur de vitesse pour réaliser une commande directe de couple (DTC: Direct torque control). La commande des semiconducteurs de l’onduleur est directement déterminée par calcul à partir d’un modèle approprié du moteur et de la mesure des tensions et courants statoriques.

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Table des matières

INTRODUCTION
CHAPITRE 1 DESCRIPTION D’UN SYSTÈME D’ENTRAÎNEMENT ÉLECTRIQUE
1.1 Le convertisseur
1.2 Le câblage du convertisseur
1.3 La commande électronique
1.4 Dispositifs d’interface puissance- commande
1.4.1 Mesure de tension M
1.4.2 Mesure de courant
1.5 Dispositifs d’amorçage commande-puissance
1.6 Dispositifs de protection
1.7 Les câbles
1. 7.1 Description d’un câble de puissance
1. 7.2 Description d’un câble de commande
1.8 Le moteur
1. 9 Isolation des enroulements
1.9.1 L’isolation des fils élémentaires
1.9.2 L’isolation des spires
1.9.3 L’isolation de la masse
1.10 Topologie du convertisseur d’un système d’entraînement typique
1.1 0.1 Les convertisseurs directs
1.1 0.2 Les convertisseurs indirects
1.1 0.3 Les convertisseurs indirects multi-niveaux
1.11 La commande par modulation de la largeur d’impulsion (MLI)
1.11.1 La modulation linéaire
1.11.2 La modulation sinusoïdale
1.11.3 La modulation vectorielle
1.11.4 La modulation calculée
1.12 Régulation des entraînements à vitesse variable
1.13 Conclusion
CHAPITRE 2 PROBLÉMATIQUE DE LA RECHERCHE ET REVUE BIBLIOGRAPHIQUE
2.1 Problème des lEM dans un SEVV
2.1.1 Contributeurs aux perturbations conduites
2.1.2 Contributeurs aux perturbations rayonnées
2.1.3 Impératifs de mitigation en vigueur
2.1.4 Problématique des lEM
2.2 Problème de surtensions transitoires sur le câble
2.2.1 Impact sur le système d’isolation
2.2.2 Impact sur les perturbations conduites
2.2.3 Impact sur le système mécanique
2.3 Avancement de la recherche durant la dernière décennie
2.3.1 Recherches régissant le problème des surtensions dues à la réflexion d’onde
2.3.2 Recherches sur le problème du courant dans les roulements
2.3.3 Recherches sur le problème des lEM conduites HF
2.3 .4 Perturbations rayonnées
2.4 Conclusion
CHAPITRE 3 CONTRIBUTION MATHÉMATIQUE AU PHÉNOMÈNE DE SURTENSION DANS LES CÂBLES D’ALIMENTATION D’UN SYSTÈME D’ENTRAÎNEMENT
3.1 Modélisation préliminaire
3.2 Développement dans le domaine fréquentiel
3.3 Méthodes pour le calcul analytique des surtensions en cas de câble sans pertes
3.3.1 Méthodes du circuit de Thévenin équivalent
3.3.2 Diagramme de Bewley
3.4 Nouvelle méthode de calcul direct..
3.5 Niveau théorique maximal de surtension dans un système d’entraînement
3.5.1 Hypothèses de calcul
3.5.2 Niveau théorique maximal de surtension
3.6 Calcul de la fréquence d’oscillation de la tension transitoire
3. 7 Calcul de la longueur critique du câble d’un système EVV (Cas d’impulsion longue)
3.7.1 Hypothèses de calcul.
3.7.2 Méthode qualitative
3. 7.3 Méthode analytique
3.7.4 Remarques
3.8 Conclusion
CHAPITRE 4 CONTRIBUTIONS MATHÉMATIQUES AUX ONDES RÉFLÉCHIES ET AU COURANTS PARASITES EN MODE DIFFÉRENTIEL
4.1 Représentation du circuit équivalent en fonction de la tension incidente
4.2 Représentation du circuit équivalent en fonction de la tension réfléchie
4.3 Représentation du circuit équivalent en fonction du courant incident
4.4 Représentation du circuit équivalent en fonction du courant réfléchi
4.5 Calcul de la tension et du courant incidents
4.6 Calcul de la tension et du courant réfléchis
4.7 Nouvelle méthode de calcul direct pour le courant parasite en mode différentiel (côté moteur)
4.8 Nouvelle méthode de calcul direct pour le courant dû à la réflexion d’onde (côté onduleur)
4.9 Nouvelle méthode de calcul direct pour le courant dû à la réflexion d’onde en tout point le long du câble
4.9.1 Méthode basée sur le schéma équivalent utilisant la tension incidente
Reproduced with permission of the copyright owner. Further reproduction prohibited without permission.
4.9.2 Méthode basée sur le schéma équivalent utilisant la tension réfléchie
4.9.3 Méthode basée sur le schéma équivalent utilisant le courant incident
4.9.4 Méthode basée sur le schéma équivalent utilisant le courant réfléchi
4.10 Nouvelle méthode de calcul direct à la fois de la tension et du courant en tout point le long du câble
4.11 Remarques
4.11.1 Remarque 1
4.11.2 Remarque 2
4.11.3 Remarque 3
4.11.4 Remarque 4
4.12 Conclusion
CHAPITRE 5 CONTRIBUTIONS AUX MODÈLES DE SIMULATION DES SURTENSIONS ET DES COURANTS PARASITES EN MD, DUS À LA RÉFLEXION D’ONDE
5.1 Modèles existants pour l’évaluation des surtensions transitoires
5.1.1 Les modèles analogiques (« TNA »)
5 .1.2 Les modèles numériques
5.1.3 Modèles des équations algébriques
5.1.4 Modèles du SPS
5.1.5 Modèle de l’EMTP (de Bergeron)
5.2 Nouveaux modèles développés
5.2.1 Modèle relatif aux surtensions
5.2.2 Modèles relatifs aux courants
5.2.3 Modèles de simulation des ondes réfléchies
5.2.4 Modèle global
5.3 Validation préliminaire (par simulation) du modèle relatif aux surtensions
5.3 .1 Validation du modèle par le diagramme de Bewley
5.3.2 Validation utilisant le modèle distribué du câble
5.3.3 Les performances de la méthode développée
5.4 Autres simulations utilisant les autres modèles développés
5.5 Une autre alternative: Nouveaux modèles aux équations de retard
5.5.1 Développement d’équations de retard
5.5.2 Circuit équivalent en découlant
5.5.3 Nouveau modèle en découlant..
5.5.4 Deuxième modèle en découlant
5.6 Conclusion
CHAPITRE 6 V ALIDA TI ONS ET INVESTI GA TI ONS EXPÉRIMENTALES
6.1 Présentation du système
6.1.1 Le redresseur
6.1.2 Lelienàcc
6.1.3 L’onduleur.
6.1.4 Moteur et câble
6.1.5 Présentation visuelle
6.2 Les mesures des caractéristiques
6.2.1 Détermination des paramètres de l’onduleur
6.2.2 Détermination de l’impédance du moteur
6.2.3 Mesure des paramètres du câble
6.3 Validations expérimentales
6.3 .1 Impédance du moteur
6.3 .2 Vérification de 1′ impédance caractéristique du câble
6.3.3 Comparaison entre les résultats de simulation et les résultats expérimentaux (Formes d’ondes de tension)
6.3.4 Comparaison entre les résultats de simulation et les résultats expérimentaux (Formes d’ondes de courant)
6.3.5 Autres résultats expérimentaux
6.4 Investigations expérimentales des surtensions HF supérieures à 2p.u
6.5 Simulation et interprétation analytique des surtensions HF supérieures à 2 p.u
6.5 .1 Notion de distance critique entre deux impulsions successives
6.5 .2 Cas d’impulsions longues
6.5.3 Cas d’une impulsion courte
6.5.4 Cas d’une montée bipolaire d’impulsion
6.5.5 Cas d’empiètement.
6.6 Impact de la MLI et de la régulation sur la liaison onduleur-moteur
6. 7 Conclusion
CHAPITRE 7 CONTRIBUTION AUX MOYENS DE MITIGATION: UNE TECHNIQUE PRÉVENTIVE ET UNE INVENTION À IMPACT INDUSTRIEL
7.1 Technique de protection préventive
7 .1.1 Approches proposées
7.1.2 Applications au système expérimenté
7.2 Commentaires sur les solutions en vigueur
7 .2.1 Réactance série:
7.2.2 Filtre passe-bas à la sortie de l’onduleur
7 .2.3 Circuit amortisseur aux bornes du moteur:
7.2.4 Filtre LC avec transformateur d’isolation
7.3 Proposition d’un nouveau compensateur (passif) de surtension
7.3.1 Approche proposée
7.3.2 Quelques variantes proposées
7.4 Résultats de simulation
7.5 Résultats expérimentaux
7.6 Conclusion
CHAPITRE 8 UNE DEUXIÈME INVENTION: COMPENSATEUR ACTIF DES SURTENSIONS (BRÈVE PRÉSENTATION)
8.1 Approche proposée
8.2 Résultats expérimentaux
CONCLUSION

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