Décharges électrostatiques dédiées aux entrées/sorties hautes tensions de technologies SmartPower

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Etude théorique du comportement des transistors bipolaires autopolarisés pendant une ESD 2.1. 

L’objectif est de mettre en place le cadre théorique nécessaire pour développer des protections ESD permettant de répondre à une fenêtre de conception étroite à « haute tension » (40 Volts – 80 Volts). Face ce type de spécification, des protections localisées à base de transistors bipolaires autopolarisés sont envisagées. Elles devront présenter une tension de fonctionnement élevée, une faible résistance à l’état passant (RON) et un repliement réduit, si celui-ci n’est pas supprimé. En se basant sur une approche analytique, les principaux phénomènes physiques seront décrits, ce qui permettra de définir des règles d’optimisation en s’appuyant sur la compréhension des mécanismes mis en jeu. Dans un premier temps, le comportement des transistors bipolaires autopolarisés sera étudié en faisant abstraction des spécificités du comportement physique des protections ESD, de manière à identifier les paramètres électriques caractéristiques de ce mode de polarisation, et d’en déterminer leurs influences respectives. A ce stade, il sera possible de décrire la partie « bas courant » de la caractéristique électrique I-V d’une protection ESD, c’est-à-dire le repliement et, en première approximation, la tension de maintien. En revanche, la description de l’état passant, en particulier du RON, nécessite de prendre en compte les effets des fortes densités de courant et des températures atteintes dans les protections ESD (Chapitre1). Cette étude sera abordée par l’évaluation des modifications induites sur les paramètres contrôlant la polarisation. Concernant les densités de courant, la quasi-totalité des études publiées sur les transistors bipolaires ne sont pas valables aux niveaux atteints pendant les ESD, et un important effort de conceptualisation s’est donc avéré nécessaire. Concernant l’augmentation de la température, elle induit une dérive des phénomènes physiques, due à la modification des valeurs des paramètres électriques du silicium. La dépendance thermique de ces paramètres étant décrite avec précision sur une large plage de températures (au moins jusqu’à 600 degrés Kelvins), il est possible de déterminer les tendances des dérives. Au cours de cette étude, les performances des transistors NPN et PNP seront évaluées et comparées entre elles, de manière à déterminer les atouts et les faiblesses de chacun d’entre eux. 50 Chapitre2-Etude théorique du comportement des transistors bipolaires autopolarisés

 Description du mode autopolarisé d’un transistor bipolaire

Développement analytique

Le cas traité est celui d’un transistor NPN autopolarisé dont la base et l’émetteur sont courtcircuités. Le choix du NPN est arbitraire, les résultats seraient similaires pour un PNP. En se basant sur la description du mode de fonctionnement au Chapitre1 (1.4.2.1), un schéma électrique équivalent en est établi, faisant apparaître les particularités de ce mode de polarisation (Figure 36). Etant donné que le transistor fonctionne en dipôle, il n’est pas nécessaire de faire apparaître explicitement les trois électrodes, la tension et le courant seront notés simplement V et I. L’effet bipolaire est modélisé par la diode émetteur-base DEB, traversée par le courant d’émetteur IE, en série avec une source de courant α*IE où α est le gain du transistor bipolaire en base commune donné par : E C I I α = (16) Avec IC courant de collecteur. Le gain en base commune est compris entre 0 et 1, et tend vers 1 dans le cas idéal. Pour la technologie SmartMOS 8 MV de Freescale, les recombinaisons dans la base peuvent être négligées, du fait des durées de vie (de l’ordre de 10-7 s) très supérieures aux temps de transit dans la base (de l’ordre de 10-9 s pour des distances de quelques micromètres). Le gain est alors équivalent au rapport d’injection de la jonction émetteur-base en direct donné par : + − = h e I I γ (17) Avec Ie- le courant d’électrons injectés de l’émetteur vers la base et Ih+ le courant de trous injecté de la base vers l’émetteur. Les paramètres α et γ sont liés par la relation : γ γ α + = 1 (18) La génération par avalanche à la jonction base-collecteur est modélisée par une source de courant (M1)*( α*IE), où M est le facteur de multiplication par avalanche donné par : E I I M α = (19) Où αIE représente le courant des porteurs entrant dans la zone de charge d’espace (ZCE) basecollecteur, avant avalanche, et I le courant total, prenant en compte l’avalanche. M est un paramètre supérieur à 1, qui diverge lorsque la tension s’approche de la tension de claquage de la jonction basecollecteur. Enfin, la résistance RB représente la résistance de base, comprenant la résistance interne, vue par les trous entre la ZCE base-collecteur et le contact de base, plus la résistance externe, insérée entre les contacts d’émetteur et de base.

Caractéristique électrique

Pour tracer la forme générale de la caractéristique électrique I-V, il faut tout d’abord déterminer les variations des termes de l’équation (21) avec le courant et la tension. Le facteur de multiplication M est une fonction croissante de la tension. Pour une simple jonction en inverse, il existe une expression empirique [49] : n BV V M       − = 1 1 (22) Avec BV tension de claquage de la jonction et n paramètre d’ajustement compris entre 2 et 4. Cette expression est une bonne approximation de la multiplication à la jonction base-collecteur d’un transistor NPN. En revanche, elle n’est pas applicable dans le cas d’un transistor PNP, où la multiplication est initialisée par les trous, dont le coefficient d’ionisation est très inférieur à celui des électrons. Concernant le gain α, les effets de fort courant et de température n’étant pas pris en compte, il est justifié de le supposer constant. Concernant les variations du rapport E B I I , elles peuvent être déterminées à partir de l’équation de la jonction émetteur-base en direct :       −      = exp 1 kT qR I I I B B E S (23) Avec IS courant de saturation inverse. Cette relation exponentielle implique qu’après d’éventuels effets bas courant, le rapport E B I I décroît avec le courant et tend à devenir négligeable. De ces considérations sur les termes de l’équation (21), on conclut à une diminution du facteur de multiplication, et donc de la tension, lorsque le courant augmente, ce qui se traduit par un repliement de la caractéristique électrique. La tension de maintien est atteinte lorsque E B I I est négligeable. Sous cette condition, le courant de base n’apparaît plus dans l’équation (21), ce qui indique que le transistor fonctionne comme si la base était flottante. En conséquence, la tension de claquage émetteurcollecteur, base ouverte, BVCEo, donne une première approximation de la tension de maintien, dont la valeur peut être calculée par l’équation implicite : αM = 1 (24) Dans le cas d’un transistor NPN, une formule explicite est obtenue à l’aide de (22) : n VH = BVCEo = BVCBo 1−α (25) Si le courant continue d’augmenter, la tension restera constante, ce qui se traduit par une caractéristique verticale et un RON nul. Concernant la tension de déclenchement, le formalisme n’est pas suffisamment précis pour la faire apparaître. On peut montrer que le rapport E B I I , exprimé à partir de la formule (23), décroît quel que soit le courant, ce qui est en contradiction avec l’augmentation de la tension lorsque la jonction est bloquée. Pour étudier le comportement avant repliement, il faudrait tenir compte des phénomènes de génération et de recombinaison, et de probables effets bidimensionnels. Cependant, cette étude n’a pas d’intérêt pratique, toutes les mesures montrant que la tension de déclenchement est proche de la tension de claquage de la jonction base-collecteur, pourvu que la résistance de base soit suffisante (de l’ordre de quelques centaines d’Ohms). Au final, on obtient la caractéristique électrique représentée sur la Figure 37.