Application de l’échantillonnage aléatoire à temps quantifié aux récepteurs SDR

Application de l’échantillonnage aléatoire à temps quantifié aux récepteurs SDR

L’étude menée dans le deuxième chapitre montre l’atténuation du repliement spectral par l’échantillonnage pseudo-aléatoire à temps quantifié. Malgré la réduction de la caractéristique aléatoire de la construction des instants d’échantillonnage du TQ-JPRS, l’atténuation des répliques reste considérable. Ainsi, le TQ-JPRS peut être facilement intégré dans une architecture de récepteur donnée afin de permettre de tirer avantage de la réduction du repliement. Afin de mettre en valeur l’avantage du TQ-JPRS, nous choisissons de l’utiliser au sein d’une architecture radio multistandard homodyne/low-IF que nous dimensionnons en utilisant les ADCs multistandards référencés dans la section I.2.3. Une discussion sur l’apport du TQ-JPRS est réalisée en considérant son effet sur le filtre anti-repliement et sur la fréquence d’échantillonnage du convertisseur. Le choix optimal de la configuration de l’architecture est réalisé en termes de consommation de puissance. En effet, Nous proposons une estimation de la consommation de puissance des filtres analogiques et numériques ainsi que des convertisseurs. L’implémentation matérielle du TQ-JPRS est réalisée en utilisant une plateforme de test comportant un générateur d’horloge pseudo- aléatoire. La mise en œuvre expérimentale montre la présence de raies parasites dues à un délai variable ajouté par l’ADC. Nous proposons dans ce chapitre une solution pour la suppression des raies en redimensionnant l’étape de sélection du canal. Dans ce chapitre, nous commençons par présenter l’architecture hybride homodyne/low-IF multistandard supportant les standards GSM, UMTS et IEEE 802.11.a avec son dimensionnement en présence d’un échantillonnage uniforme puis d’un échantillonnage TQ-JPRS. Les composants les plus intéressants dans cette comparaison sont le filtre anti-repliement vu que son dimensionnement dépend directement de la puissance des répliques et le convertisseur analogique numérique vu que sa consommation dépend de la fréquence d’échantillonnage. La deuxième partie de ce chapitre concerne l’estimation de la puissance de l’étage en bande de base. L’implémentation matérielle du TQ-JPRS et la conception d’un générateur d’horloge pseudo-aléatoire sont présentés dans la troisième section. Les premières acquisitions révèlent la génération de raies parasites que nous proposons d’éliminer dans la dernière section par le moyen du filtrage numérique et la sélection du canal. Une estimation de la consommation globale du récepteur en présence d’un échantillonnage uniforme et d’un échantillonnage TQ-JPRS montre la capacité de ce dernier à réduire la consommation de puissance.

L’échantillonnage aléatoire à temps quantifié est utilisé dans une architecture à mélangeur au niveau de la conversion analogique numérique. Sa capacité à atténuer le repliement spectral promet de réduire les contraintes sur les composants analogiques du récepteur à considérer et d’alléger les besoins en termes de fréquence d’échantillonnage au niveau de l’ADC. Afin de pouvoir comparer l’effet du TQ-JPRS, nous proposons de l’appliquer au niveau d’une architecture radio hybride homodyne/low-IF. L’étage RF de l’architecture choisie est identique à celui dans l’architecture déjà dimensionnée par Brandolini (15). Les standards considérés sont le GSM, l’UMTS et l’IEEE 802.11.a. Les deux signaux à large bande sont transposés vers la bande de base. Le signal GSM est transposé vers la fréquence intermédiaire autours de 100 ! »#. L’étage en bande de base est formé par un filtre anti-repliement programmable, un AGC et un ADC. L’architecture considérée est illustrée par la Figure

Le filtre anti-repliement est programmable permettant de faire passer le signal GSM tout comme le signal IEEE 802.11.a avec des fréquences de coupures et des ordres différents (95). L’utilisation de l’AGC dans l’étage en bande de base est fonction de la dynamique traitée par l’ADC. L’état de l’art des ADCs multistandards montre bien une variété de convertisseurs ayant des dynamiques différentes pour chaque standard de communication. Nous rappelons dans le Tableau III-1 les performances de trois ADCs de type sigma-delta à des SNDRs différents. Les valeurs des SNDRs mesurées sont comparées aux valeurs théoriques de la dynamique des standards tirés des spécifications de chacun. Ainsi, selon les performances de l’ADC, l’AGC peut être appliqué pour les trois standards ou bien contourné pour quelques ou tous les standards. En effet, le premier convertisseur ADC 1 est caractérisé par des valeurs du SNDR qui ne satisfassent pas les spécifications des trois standards. Un AGC est donc utilisé afin de réduire la dynamique à l’entrée de l’ADC 1 et lui permettre de bien  numériser les signaux. L’ADC 2 ne permet pas de traiter la dynamique du signal GSM. Dans ce cas, un AGC est utilisé uniquement pour ce standard. Quant à l’ADC 3, la plage dynamique requise par les standards est assurée sans avoir recours à l’utilisation de l’AGC.